Умзч ст з мікроконтролерною системою управління. Умзч ст з мікроконтролерною системою управління Сухів про звук

Віктор Жуковський, м. Красноармійськ Донецької обл.

УМЗЧ ВВ-2010 - нова розробка з широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності) [1; 2; 5]. На низку використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва СІ. .

Підсилювач забезпечує Kr близько 0,001% на частоті 20 кГц при Рвых = 150 Вт на навантаженні 8 Ом, смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ - 0 Гц … 800 кГц, швидкість наростання вихідної напруги -100 В/мкс, відношення сигнал/шум і сигнал/фон -120 дБ.

Завдяки застосуванню ОУ, що працює в полегшеному режимі, а також використанню підсилювача напруги тільки каскадів з OK і ПРО, охоплених глибокими місцевими ООС, УМЗЧ BB відрізняється високою лінійністю ще до охоплення загальної ООС. У самому першому підсилювачі високої вірності ще в 1985 році були застосовані рішення, що до тих пір використовувалися тільки у вимірювальній техніці: режими постійного струму підтримує окремий сервісний вузол, для зниження рівня інтерфейсних спотворень охоплено загальним зворотним негативним зв'язком перехідний опір контактної групи реле комутації АС а спеціальний вузол ефективно компенсує вплив цих спотворення опору кабелів АС. Традиція збереглася і в УМЗЧ ВВ-2010, натомість загальна ООС охоплює і опір вихідного ФНЧ.

В абсолютній більшості конструкцій інших УМЗЧ, як професійних, так і аматорських, багато цих рішень відсутні досі. Водночас високі технічні характеристики та аудіофільські переваги УМЗЧ BB досягнуті простими схемотехнічними рішеннями та мінімумом активних елементів. По суті, це порівняно нескладний підсилювач: один канал не кваплячись можна зібрати за пару днів, а налаштування полягає лише в установці необхідного струму спокою вихідних транзисторів. Спеціально для радіоаматорів-початківців розроблено методику повузлової, покаскадної перевірки працездатності та налагодження, користуючись якою можна гарантовано локалізувати місця можливих помилок і запобігти їх можливим наслідкам ще до повного складання УМЗЧ. На всі можливі питання щодо цього чи подібних підсилювачів є докладні пояснення як на паперових носіях, так і в Інтернеті.

На вході підсилювача передбачений ФВЧ R1C1 із частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювачу працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує споконвічну аудіофільську мрію про тракт без конденсаторів і помітно покращує звучання підсилювача.

Ємність конденсатора С2 вхідного ФНЧ R2C2 обрана так, щоб частота зрізу вхідного ФНЧ з урахуванням вихідного опору підсилювача 500 Ом -1 ком знаходилася в межах від 120 до 200 кГц. На вхід ОУ DA1 винесено ланцюг частотної корекції R3R5C3, що обмежує смугу гармонік, що відпрацьовуються, і перешкод, що надходять по ланцюгу ООС з боку виходу УМЗЧ, смугою 215 кГц за рівнем -3 дБ і підвищує стійкість підсилювача. Цей ланцюг дозволяє зменшити різницевий сигнал вище частоти зрізу ланцюга і тим самим виключити марне перевантаження підсилювача напруги сигналами високочастотних наведень, перешкод і гармонік, усуваючи можливість виникнення динамічних інтермодуляційних спотворень (TIM; DIM).

Далі сигнал надходить на вхід малошумного операційного підсилювача з польовими транзисторами на вході DA1. Багато «претензій» до УМЗЧ BB пред'являються опонентами з приводу застосування на вході ОУ, що нібито погіршує якість звучання і звуку, що «краде віртуальну глибину». У зв'язку з цим необхідно звернути увагу на деякі цілком очевидні особливості роботи ОУ в УМЗЧ ВР.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, післяЦАПові ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2.000 разів на 20 кГц, це вказує на їхню роботу з відносно великою напругою різницевого сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до кількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляційних. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок — внесення ним спотворень у сигнал, що посилюється. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кілоом, що вимагає від вихідного підсилювача повторювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень посилюється сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги та вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високому посиленню та вхідному опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує дуже щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть у розвинутому номінальну вихідну напругу 50 В УМЗЧ вхідний диференціальний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високої вхідної перевантажувальної здатності дифкаскаду, виконаного на польових транзисторах, та мізерної напруги різницевого сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ вбирається у 300 мВ. що говорить про малу вхідну напругу каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача — до 60 мкВ — і лінійний режим його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає навантаження близько 100 кОм із боку бази VT2 змінний струм трохи більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює у гранично полегшеному режимі, практично на холостому ході. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу значно менше наведених значень.

З порівняння напруг різницевого та вихідного сигналів, а також струму навантаження видно, що в цілому операційний підсилювач в УМЗЧ BB працює в сотні разів легшому, а, отже, і лінійному режимі, ніж режим ОУ підсилювачів та післяЦАПових ОУ CD-програвачів, що служать джерелами сигналу для УМЗЧ з будь-якою глибиною ООС, а також зовсім без неї. Отже, той самий ОУ вноситиме у складі УМЗЧ BB набагато менші спотворення, ніж у одиночному включенні.

Зрідка зустрічається думка, що спотворення, що вносяться каскадом, неоднозначно залежать від напруги вхідного сигналу. Це помилка. Залежність прояви нелінійності каскаду від напруги вхідного сигналу може підпорядковуватися тому чи іншому закону, але завжди однозначна: збільшення цієї напруги будь-коли призводить до зменшення внесених спотворень, лише збільшення.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на цю частоту, знижується пропорційно до глибини негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через небагато вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, посилення холостого ходу, що розвивається до охоплення ООС, дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 та, для порівняння, подібного за складністю УМЗЧ Леоніда Зуєва.

Високе посилення до охоплення ООС – основна особливість схемотехніки підсилювачів ВР. Оскільки метою всіх схемотехнічних хитрощів є досягнення високої лінійності та великого посилення для ведення глибокої ООС у максимально широкій смузі частот, це означає, що подібними структурами вичерпуються схемотехнічні методи вдосконалення параметрів підсилювачів. Подальше зниження спотворень може бути забезпечене лише конструктивними заходами, спрямованими на зменшення наведень гармонік вихідного каскаду на вхідні ланцюги, особливо - на ланцюг входу, що інвертує, посилення від якої максимально.

Ще одна особливість схемотехніки УМЗЧ BB полягає у струмовому керуванні вихідним каскадом підсилювача напруги. Вхідний ОУ управляє каскадом перетворення напруга-струм, виконаним з OK і ПРО, а отриманий струм віднімається від струму спокою каскаду, виконаного за схемою з ПРО.

Застосування лінеаризуючого резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОУ DA1 струм колектора V02 створенням місцевої ООС глибиною. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 – приблизно по 5 Ом – з опором R17, або суми теплових напруг VT1, VT2 – близько 50 мВ – з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 – 5,6 В .

У побудованих по схемотехніці підсилювачів спостерігається різкий, 40 дБ на декаду частоти, спад посилення понад частоти 13 ... 16 кГц. Сигнал помилки, що є продуктами спотворень, на частотах вище 20 кГц на два-три порядки менше корисного звукового сигналу. Це дає можливість конвертувати надлишкову цих частотах лінійність дифкаскаду VT1, VT2 на підвищення коефіцієнта посилення транзисторної частини УН. Зважаючи на незначні зміни струму дифкаскаду VT1, VT2 при посиленні слабких сигналів, його лінійність зі зменшенням глибини місцевої ООС істотно не погіршується, а ось робота ОУ DA1, від режиму роботи якого на цих частотах залежить лінійність всього підсилювача, запас посилення полегшить, оскільки всі напруги, визначальні внесені операційним підсилювачем спотворення, починаючи від різницевого сигналу до вихідного, зменшуються пропорційно виграшу посилення на цій частоті.

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимізувалися в симуляторі з метою зменшити напругу різної напруги ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 порівняно з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах близько кількох сотень кілогерц. Виграш у посиленні становив 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц і від 10 до 12 дБ - на частотах 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 захищає емітерний перехід VT1 від зворотної напруги, що виникає внаслідок протікання струмів перезарядки С13, С16 в режимі обмеження вихідного сигналу УМЗЧ по напрузі і граничних напругах, що виникають при цьому, з високою швидкістю зміни на виході ОУ DA1.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному за схемою із загальною базою, що унеможливлює проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні та підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 та вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високе стійке посилення – до 13.000…15.000 разів. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим за опір резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, що зменшують дію ефекту Ерлі – зміна п21е залежно від колекторної напруги та підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ та 46 дБ відповідно. Живлення УН окремою напругою, за модулем на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасичення транзисторів VT3, VT5, що проявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трикаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах та особливих коментарів не вимагає. Не намагайтеся боротися з ентропією ©, заощаджуючи на струмі спокою вихідні транзистори. Він повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті - 320 мА.

До спрацювання реле включення AC К1 підсилювач охоплений ООС1, реалізованої включенням дільника R6R4. Точність дотримання опору R6 і узгодженість цих опорів у різних каналах не істотна, але для збереження стійкості підсилювача важливо, щоб опір R6 не був набагато нижчим від суми опорів R8 і R70. Спрацьовуванням реле К1 ООС1 відключається і в роботу вступає ланцюг ООС2, утворена R8R70C44 і R4, і що охоплює контактну групу К1.1, де R70C44 виключає вихідний ФНЧ R71L1 R72C47 ланцюга ТОВС на частотах вище 33 кГц. Частотнозависимая ООС R7C10 формує спад АЧХ УМЗЧ до вихідного ФНЧ на частоті 800 кГц за рівнем -3 дБ і забезпечує запас глибиною ООС вище цієї частоти. Спад АЧХ на клемах AC вище за частоту 280 кГц за рівнем -3 дБ забезпечений спільною дією R7C10 і вихідного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансні властивості гучномовців призводять до випромінювання дифузором загасаючих звукових коливань, призвуків після імпульсного впливу та генерації власної напруги при перетині витками котушки гучномовця ліній магнітного поля в зазорі магнітної системи. Коефіцієнт демпфування показує, наскільки велика амплітуда коливань дифузора і як швидко вони згасають при навантаженні AC як генератора на повний опір з боку УМЗЧ. Цей коефіцієнт дорівнює відношенню опору AC сумі вихідного опору УМЗЧ, перехідного опору контактної групи реле комутації АС, опору намотаної зазвичай проводом недостатнього діаметра котушки індуктивності вихідного ФНЧ, перехідного опору затискачів кабелів AC і опору власне кабелів АС.

Крім того, повний опір акустичних систем є нелінійним. Перебіг спотворених струмів по проводах кабелів AC створює падіння напруги з великою часткою нелінійних спотворень, що також віднімається з неспотвореної вихідної напруги підсилювача. Тому сигнал на затискачі AC спотворений набагато більше, ніж на виході УМЗЧ. Це звані інтерфейсні спотворення.

Для зменшення цих спотворень застосовано компенсацію всіх складових повного вихідного опору підсилювача. Власний вихідний опір УМЗЧ разом з перехідним опором контактів реле і опором проводу котушки індуктивності вихідного ФНЧ зменшено дією загальної глибокої ООС, взятої з правого виведення L1. Крім того, підключенням правого виведення R70 до гарячої клеми AC можна легко організувати компенсацію перехідного опору затиску кабелю AC і опору одного з проводів АС, не побоюючись генерації УМЗЧ через фазові зсуви в охоплених ООС проводах.

Вузол компенсації опору проводів AC виконаний у вигляді підсилювача, що інвертує, з Ky = -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 і R9. Вхідною напругою для цього підсилювача є падіння напруги на «холодному» («земляному») дроті АС. Оскільки його опір дорівнює опору гарячого проводу кабелю АС, для компенсації опору обох проводів достатньо подвоїти напругу на холодному проводі, інвертувати його і через резистор R9 з опором, рівним сумі опорів R8 і R70 ланцюга ООС, подати на вхід, що інвертує ОУ . Тоді вихідна напруга УМЗЧ збільшиться на суму падінь напруги на проводах АС, що рівносильно усуненню впливу їх опору на коефіцієнт демпфування та рівень інтерфейсних спотворень на затискачах АС. Компенсація падіння на опорі проводів AC нелінійної складової протиЕРС гучномовців особливо потрібна на нижніх частотах звукового діапазону. Напруга сигналу на ВЧ-гучномовці обмежується підключеними послідовно з ним резистором і конденсатором. Їх комплексне опір набагато більше опору проводів кабелю АС, тому компенсація цього опору на ВЧ позбавлена сенсу. Тому інтегруючий ланцюг R11C4 обмежує смугу робочих частот компенсатора значенням 22 кГц.

Особливо слід зауважити: опір гарячого проводу кабелю AC може компенсуватися шляхом охоплення його загальної ООС підключенням правого виведення R70 спеціальним проводом до гарячої клеми АС. У цьому випадку знадобиться компенсація опору «холодного» дроту AC і коефіцієнт посилення компенсатора опору проводів необхідно зменшити до значення Ку=-1 вибором опору резистора R10 рівним опору резистора R11.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замикання навантаження. Датчиком струму служать резистори R53 - R56 і R57 - R60, чого цілком достатньо. Протікання через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до дільника R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, яке колекторний струм відкриває VT8 тригерного осередку VT8VT9. Цей осередок перетворюється на стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтує ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування тригерного осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 від позитивної шини живлення УН до рівня -1,2 B 1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 Ст. С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 замикається. Тим часом відкривається VT6 через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтує стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги усунення, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера та включення УМЗЧ здійснюється натисканням на кнопку SA1 «Скинути захист». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтує ланцюг бази VT8, замикаючи тригерну комірку. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить у стан із стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга та підсилювач входить у робочий режим. Якщо коротке замикання у навантаженні УМЗЧ продовжується, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлювався для дрібних перепайок ... дотиком до входу, що не інвертує. Виникаюче самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключав підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисту він не завдав шкоди вихідним транзисторам.

Робота компенсатора опору кабелів АС.

Ефективність роботи компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 перевірялася старим аудіофільським методом, на слух, комутацією входу компенсатора між дротом, що компенсує, і загальним проводом підсилювача. Поліпшення звуку було явно помітним, та й майбутньому господареві не терпілося отримати підсилювач, тому вимірювань впливу компенсатора не проводилося. Переваги схеми з «кабелечисткою» були настільки очевидними, що конфігурація «компенсатор+інтегратор» була прийнята як стандартний вузол для встановлення у всіх підсилювачах, що розробляються.

Дивно, скільки зайвих суперечок навколо корисності/непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечистки здавалася складною і незрозумілою, витрати на неї непомірними, а установка трудомісткою ©. Висловлювалися навіть пропозиції, що, коли вже витрачається стільки коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а треба піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і … придбати нормальні, людські наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій великий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, у тому числі тих фахівців, які у своїх підсилювачах цей вузол успішно застосовують. Дуже сумно, що багато колег-радіоаматорів з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ та СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, чим обікрали самі себе.

Для документалізації істини було здійснено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 було подано ряд частот у районі резонансної частоти АС, напруга контролювалася осцилографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ІНІ С6-8, рис.4. Резистор R1 встановлений, щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним та загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені та загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м та перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25 -22.000 Гц, номінальним опором 8 Ом та номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік із складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності у ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на роздільну здатність приладу на низьких частотах, внаслідок чого його роздільна здатність на НЧ погіршується. При вимірюванні Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора неможливо, т.к. ряд дискретних значень частот налаштування 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20,60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на частотах, що нас цікавлять. Тому, скріпивши серце, рівень 0,02% був прийнятий як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В ампл., Що відповідає вихідний потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% після його відключення. При напрузі 10 В ампл, що відповідає вихідній потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 В ампл і потужності 56 Вт - 0,02% і 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів перетворення акустичної системи 35АС-1 з потужністю низькочастотного гучномовця 30 Вт в S-90, довготривала потужність більше 56 Вт на AC.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr становив 0,02% і 0,12% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% і 0,15%.

Заодно було перевірено необхідність та ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і послідовно включеному в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в надлінійному УМЗЧ , Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% та 0,06%.

Висновки очевидні. Спостерігається наявність нелінійних спотворень сигналу на клемах АС. Виразно фіксується погіршення лінійності сигналу на клемах AC з включенням її через некомпенсований, не охоплений ООС опір ФНЧ, що містить 70 см порівняно тонкого дроту. Залежність рівня спотворень від потужності, що підводиться до AC, дозволяє припустити, що він залежить від співвідношення потужності сигналу і номінальної потужності НЧ-гучномовців АС. Спотворення найбільш яскраво виражені на частотах поблизу резонансної. Генерована динаміками у відповідь на вплив звукового сигналу протиЕРС шунтується сумою вихідного опору УМЗЧ та опору проводів кабелю АС, тому рівень спотворень на клемах AC прямо залежить від опору цих проводів та вихідного опору підсилювача.

Дифузор погано демпфованого низькочастотного гучномовця сам по собі випромінює призвуки, і, крім того, цей гучномовець генерує широкий хвіст продуктів нелінійних та інтермодуляційних спотворень, які відтворює середньочастотний гучномовець. Цим пояснюється погіршення звучання на середніх частотах.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ІНІ допущення нульового рівня Kr 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення сигала на клемах AC відзначається виразно і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі та результатів інструментальних вимірювань.

Поліпшення, явно чутне при включенні кабелечистки, може бути пояснено тим, що зі зникненням спотворень на клемах AC середньочастотний гучномовець припиняє відтворювати весь цей бруд. Мабуть, тому, рахунок зменшення чи виключення відтворення спотворень середньочастотним гучномовцем двухкабельная схема включення АС, т.зв. «бівайринг», коли НЧ та СЧ-ВЧ ланки підключаються різними кабелями, має перевагу у звуку порівняно з однокабельною схемою. Втім, оскільки у двокабельній схемі спотворений сигнал на клемах НЧ-секції AC нікуди не зникає, ця схема програє варіанту з компесатором за коефіцієнтом демпування вільних коливань дифузора низькочастотного гучномовця.

Фізику не обдуриш, і для пристойного звучання недостатньо отримати блискучі показники на виході підсилювача при активному навантаженні, але необхідно не втратити лінійність після доставки сигналу на клеми АС. У складі хорошого підсилювача необхідний компенсатор, виконаний за тією чи іншою схемою.

Інтегратор.

Також було перевірено ефективність та можливості зменшення похибки інтегратора на DA3. В УМЗЧ BB з ОУ TL071 вихідна постійна напруга знаходиться в межах 6 ... 9 мВ і зменшити цю напругу включенням додаткового резистора в ланцюг входу, що не інвертує, не вдалося.

Дія низькочастотних шумів, характерних для ОУ з ПТ-входом, внаслідок охоплення глибокої ООС через частотно-висимий ланцюг R16R13C5C6 проявляється у вигляді нестабільності вихідної напруги величиною в кілька мілівольт, або -60 дБ щодо вихідної напруги при номінальній вихідній потужності, на частотах нижче 1 , що не відтворюються АС.

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1…VD4, що нібито вносить похибку в роботу інтегратора через утворення дільника (R16+R13)/R VD2|VD4 . . Для перевірки зворотного опору захисних діодів було зібрано схему рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою інвертуючого підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно струму в ланцюгу діода VD2, що перевіряється, і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ/нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом 1 м1. Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зміщення і вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різницю між власною напругою на виході ОУ, виміряним без діода, що перевіряється, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода порядку десяти - п'ятнадцяти гігаом при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не стане більше зі зменшенням напруги на діоді до рівня кількох мілівольт, характерного для напруги різної ОУ інтегратора і компенсатора .

А ось фотоефект, властивий діодам, поміщеним у скляний корпус, справді призводить до значної зміни вихідної напруги УМЗЧ. При освітленні їх лампою розжарювання 60 Вт з відстані 20 см постійна напруга на виході УМЗЧ зростала до 20 ... 30 мВ. Хоча навряд чи всередині корпусу підсилювача може спостерігатися подібний рівень освітленості, крапля фарби, нанесена на ці діоди, усунула залежність режимів УМЗЧ від освітленості. Згідно з результатами симуляції, спад АЧХ УМЗЧ не спостерігається навіть на частоті 1 мілігерц. Але зменшувати постійну часу R16R13C5C6 годі було. Фази змінної напруги на виходах інтегратора та компенсатора протилежні, і зі зменшенням ємності конденсаторів або опору резисторів інтегратора збільшення його вихідної напруги може погіршити компенсацію опору кабелів АС.

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювалося зі звучанням кількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розгойдування та регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «Радіотехніка УП-001», у «Sugden А21а» та NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний та біса дорогий англійський УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, у супровідній документації на всі англійці вважали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справа, а в духовності. «Sugden А21а>» програв УМЗЧ ВВ-2010 за порівнянною потужністю як за рівнем, так і за чіткістю, впевненістю, шляхетністю звучання на низьких частотах. Це й не дивно, враховуючи особливості його схемотехніки: лише двокаскадний квазісиметричний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний за схемотехнікою 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході електролітичним конденсатором, що ще більше збільшує повний вихідний опір. рішення саме собою погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість та відмінне опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані за звуком. До речі, про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Наступним був також англійський підсилювач NAD С352. Загальне враження було тим самим: яскраво виражений «відерний» звук англійця на НЧ не залишив йому жодних шансів, тоді як робота УМЗЧ BB була визнана бездоганною. На відміну від NADa, звучання якого асоціювалося із густим чагарником, шерстю, ватою, звучання ВВ-2010 на середніх та високих частотах дозволяло чітко розрізняти голоси виконавців у загальному хорі та інструментів в оркестрі. У роботі NAD С352 явно виражався ефект кращої чутності голосистішого виконавця, гучнішого інструменту. Як висловився сам господар підсилювача, у звуку УМЗЧ BB вокалісти не «закри-кивали» один одного, а скрипка не боролася в силі звуку з гітарою або трубою, але всі інструменти мирно і гармонійно «дружили» у загальному звуковому образі мелодії. На високих частотах УМЗЧ ВВ-2010, за словами аудіофілів, що образно мислять, звучить так, «ніби малює звук тонким-тонким пензликом». Ці ефекти можна віднести до різниці в інтермодуляційних спотвореннях підсилювачів.

Звучання УМЗЧ Rotel RB 981 було подібно до звучання NAD С352, за винятком кращої роботи на низьких частотах, все ж УМЗЧ ВВ-2010 в чіткості управління AC на низьких частотах, а також прозорості, делікатності звучання на середніх і високих частотах залишався.

Найцікавішим у плані розуміння способу мислення аудіофілів була загальна думка, що, незважаючи на перевагу над цими трьома УМЗЧ, вони привносять у звук «теплоту», чим роблять його приємнішим, а УМЗЧ BB працює рівно, «до звуку ставиться нейтрально».

Японський Dual CV1460 програв у звуку відразу після включення найочевиднішим для всіх чином, і витрачати час на його докладне прослуховування не стали. Його Kr був у межах 0,04…0,07% на малій потужності.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх у звуку беззастережно та однозначно. Тому подальші випробування було визнано зайвими. У результаті перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання - Sugden, NAD і Rotel, а щоб почути записане на диск режисером - УМЗЧ ВВ-2010.

Особисто мені УМЗЧ високої вірності подобається легким, чистим, бездоганним, благородним звучанням, він граючи відтворює пасажі будь-якої складності. Як висловився мій знайомий, аудіофіл з великим стажем, звуки ударних установок на низьких частотах він відпрацьовує без варіантів, як прес, на середніх він звучить так, ніби його немає, а на високих він ніби малює звук тоненьким пензликом. Для мене ненапружуючий звук УМЗЧ BB асоціюється з легкістю роботи каскадів.

Література

1. Сухов І. УМЗЧ високої вірності. «Радіо», 1989 № 6, стор 55-57; №7, стор 57-61.

2. Рідіко Л. УМЗЧ BB на сучасній елементній базі з мікроконтролерною системою керування. «Радіохоббі», 2001 №5, стор 52-57; №6, стор 50-54; 2002 №2, стор 53-56.

3. Агєєв З. Надлінійний УМЗЧ з глибокої ООС «Радіо», 1999, №№ 10… 12; «Радіо», 2000 № 1; 2; 4...6; 9… 11.

4. Зуєв. Л. УМЗЧ із паралельною ООС. «Радіо», 2005 №2, стор 14.

5. Жуковський В. Навіщо потрібна швидкодія УМЗЧ (або «УМЗЧ ВВ-2008»). «Радіохоббі», 2008 №1, стор 55-59; №2, стор 49-55.

УМЗЧ ВВ-2010 – нова розробка із широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності). На низку використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва.

Технічні характеристики:

Коефіцієнт гармонік частоті 20000 Гц: 0,001% (150 Вт/8 Ом)

Смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ: 0 – 800 000 Гц

Швидкість наростання вихідної напруги: 100 В/мкс

Відношення сигнал/шум та сигнал/фон: 120 дБ

Електрична схема ВПС-2010

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, післяЦАПові ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2000 разів на 20 кГц, це вказує на їх роботу з відносно великою напругою різницевого сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до кількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляційних. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок - внесення їм спотворень у сигнал, що посилюється. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кілоом, що вимагає від вихідного підсилювача повторювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень посилюється сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги та вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високому посиленню та вхідному опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує дуже щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть у розвинутому номінальну вихідну напругу 50 В УМЗЧ вхідний диференціальний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високої вхідної перевантажувальної здатності дифкаскаду, виконаного на польових транзисторах, та мізерної напруги різницевого сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ вбирається у 300 мВ. що говорить про малу вхідну напругу каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача - до 60 мкВ - і лінійний режим його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає навантаження близько 100 кОм із боку бази VT2 змінний струм трохи більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює у гранично полегшеному режимі, практично на холостому ході. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу значно менше наведених значень.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на цю частоту, знижується пропорційно до глибини негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через небагато вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, посилення холостого ходу, що розвивається до охоплення ООС, дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 і, для порівняння, подібного до складності.

Застосування лінеаризуючого резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОУ DA1 струм колектора V02 створенням місцевої ООС глибиною. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 - приблизно по 5 Ом - з опором R17 або суми теплових напруг VT1, VT2 - близько 50 мВ - з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 - 5,6 В .

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимізувалися в симуляторі з метою зменшити напругу різної напруги ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 порівняно з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах близько кількох сотень кілогерц. Виграш у посиленні становив 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц та від 10 до 12 дБ - на частотах 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному за схемою із загальною базою, що унеможливлює проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні та підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 та вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високе стійке посилення – до 13.000…15.000 разів. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим за опір резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, що зменшують дію ефекту Ерлі - зміна п21е залежно від колекторної напруги та підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ та 46 дБ відповідно. Живлення УН окремою напругою, за модулем на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасичення транзисторів VT3, VT5, що проявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трикаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах та особливих коментарів не вимагає. Не намагайтеся боротися з ентропією, заощаджуючи на струмі спокою вихідні транзистори. Він повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті – 320 мА.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замикання навантаження. Датчиком струму служать резистори R53 – R56 і R57 – R60, чого цілком достатньо. Протікання через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до дільника R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, яке колекторний струм відкриває VT8 тригерного осередку VT8VT9. Цей осередок перетворюється на стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтує ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування тригерного осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 від позитивної шини живлення УН до рівня -1,2 B1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 Ст С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 замикається. Тим часом відкривається VT6 через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтує стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги усунення, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера та включення УМЗЧ здійснюється натисканням на кнопку SA1 «Скинути захист». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтує ланцюг бази VT8, замикаючи тригерну комірку. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить у стан із стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга та підсилювач входить у робочий режим. Якщо коротке замикання у навантаженні УМЗЧ продовжується, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлювався для дрібних перепайок, дотиком до входу, що не інвертує. Виникаюче самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключав підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисту він не завдав шкоди вихідним транзисторам.

Робота компенсатора опору кабелів АС

Дивно, скільки зайвих суперечок навколо корисності/непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечистки здавалася складною та незрозумілою, витрати на неї – непомірними, а установка – трудомісткою. Висловлювалися навіть пропозиції, що, коли вже витрачається стільки коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а треба піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і … придбати нормальні, людські наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій великий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, у тому числі тих фахівців, які у своїх підсилювачах цей вузол успішно застосовують. Дуже сумно, що багато колег-радіоаматорів з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ та СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, чим обікрали самі себе.

Для документалізації істини було здійснено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 було подано ряд частот у районі резонансної частоти АС, напруга контролювалася осцилографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ІНІ С6-8, рис.4. Перевірка ефективності опору проводів Резистор R1 встановлений, щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним та загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені та загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м та перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25-22000 Гц, номінальним опором 8 Ом та номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік із складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності у ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на роздільну здатність приладу на низьких частотах, внаслідок чого його роздільна здатність на НЧ погіршується. При вимірюванні Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора неможливо, т.к. ряд дискретних значень частот налаштування 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20, 60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на частотах, що нас цікавлять. Тому, скріпивши серце, рівень 0,02% був прийнятий як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В ампл., Що відповідає вихідний потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% після його відключення. При напрузі 10 В ампл, що відповідає вихідний потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 В ампл і потужності 56 Вт - 0,02% та 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів, перетворення акустичної системи з потужністю низькочастотного гучномовця 30 Вт, довготривала потужність більше 56 Вт на AC не подавалася.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr становив 0,02% і 0,12% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% та 0,15%.

Заодно було перевірено необхідність та ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і послідовно включеному в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в надлінійному УМЗЧ, Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з увімкненим/вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним/вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% та 0,06%.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ІНІ допущення нульового рівня Kr 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення сигала на AC відзначається виразно і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі та результатів інструментальних вимірювань.

Інтегратор

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1 ... VD4, що, нібито, вносить похибку в роботу інтегратора через утворення дільника (R16 + R13) / R VD2 | VD4.. Для перевірки зворотного опору захисних діодів була зібрана схема рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою інвертуючого підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно струму в ланцюгу діода VD2, що перевіряється, і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ/нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом . Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зміщення та вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різницю між власною напругою на виході ОУ, виміряним без діода, що перевіряється, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода порядку десяти - п'ятнадцяти гігаом при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не стане більше зі зменшенням напруги на діоді до рівня декількох мілівольт, характерного для напруги різної ОУ інтегратора і компенсатора .

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювалося зі звучанням кількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розгойдування та регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «», у «Sugden А21а» та NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний та біса дорогий англійський УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, у супровідній документації на всі англійці вважали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справа, а в духовності. «Sugden А21а>» програв УМЗЧ ВВ-2010 за порівнянною потужністю як за рівнем, так і за чіткістю, впевненістю, шляхетністю звучання на низьких частотах. Це й не дивно, враховуючи особливості його схемотехніки: лише двокаскадний квазісиметричний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний за схемотехнікою 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході електролітичним конденсатором, що ще більше збільшує повний вихідний опір - рішення саме собою погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість та відмінне опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані за звуком. До речі, про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх у звуку беззастережно та однозначно. Тому подальші випробування було визнано зайвими. У результаті перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання – Sugden, NAD та Rotel, а щоб почути записане на диск режисером – УМЗЧ ВВ-2010.

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate

Технічні характеристики підсилювача:

Велика потужність: 150 Вт/8 Ом
Висока лінійність: 0,0002 - 0,0003% (при 20 кГц 100 Вт / 4 Ом)

Повний набір сервісних вузлів:

Підтримання нульової постійної напруги
Компенсатора опору проводів АС
Струмовий захист
Захист від постійної напруги на виході
Плавний старт

Електрична схема

Розведенням друкованих плат займався учасник багатьох популярних проектів LepekhinV (Володимир Лепехін). Вийшло дуже непогано).

Плата підсилювача ВПС-2011

Пуско-захисний пристрій

Плата захисту АС підсилювача ВПС-2011

Плата підсилювача УНЧ ВВС-2011 була розроблена під тунельний продув (паралельно радіатору). Монтаж транзисторів УН (підсилювача напруги) та ВК (вихідного каскаду) дещо утруднений, т.к. монтаж/демонтаж доводиться проводити викруткою через отвори в ПП діаметром близько 6 мм. Коли доступ відкритий, проекція транзисторів не підпадає під ПП, значно зручніше. Довелося плату трохи доопрацювати.

Плата підсилювача

Монтажна схема підсилювача ВПС-2011

У нових ПП не врахував один момент - це зручність налаштування захисту на платі підсилювача

С25 = 0,1 нФ, R42 * = 820 Ом та R41 = 1 кОм. Всі елементи смд і знаходяться з боку паяння, що вельми не зручно при налаштуванні, т.к. треба буде кілька разів відкручувати та прикручувати болтики кріплення ПП на стійках та транзисторів до радіаторів.

Пропозиція: R42* 820 Ом складається з двох резисторів смд розташованих паралельно, від сюди пропозиція: один резистор смд запаюємо відразу, інший вивідний резистор навісом паяємо до VT10 один висновок до бази, інший до емітера, підбираємо до відповідного. Підібрали, міняємо вивідний на смд, для наочності.

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate автор схеми Віктор Жуковський м. Красноармійськ

Технічні характеристики підсилювача:
1. Велика потужність: 150 Вт / 8 Ом,
2. Висока лінійність - 0,000.2 ... 0,000.3% при 20 кГц 100 Вт / 4 Ома,
Повний набір сервісних вузлів:
1. Підтримання нульової постійної напруги,
2. Компенсатора опору проводів АС,
3. Токовий захист,
4. Захист від постійної напруги на виході,
5. Плавний старт.

УМЗЧ ВВС2011 схема

УМЗЧ-ВВС2011 плата

Плата підсилювача УНЧ ВПС-2011була розроблена під тунельний продув (паралельно радіатору). Монтаж транзисторів УН (підсилювача напруги) та ВК (вихідного каскаду) дещо утруднений, т.к. монтаж/демонтаж доводиться проводити викруткою через отвори в ПП діаметром близько 6 мм. Коли доступ відкритий, проекція транзисторів не підпадає під ПП, значно зручніше. Довелося плату трохи доопрацювати.

У нових ПП не врахував один момент- це зручність налаштування захисту на платі підсилювача:

С25 0.1n, R42* 820 Ом та R41 1k всі елементи смд і знаходяться з боку паяння, що дуже не зручно при налаштуванні, т.к. треба буде кілька разів відкручувати та прикручувати болтики кріплення ПП на стійках та транзисторів до радіаторів. Пропозиція, запрошення, речення: R42* 820 складається з двох резисторів смд розташованих паралельно, від сюди пропозиція: один резистор смд запаюємо відразу, інший вивідний резистор навісом паяємо до VT10 один висновок до бази, інший до емітера, підбираємо до відповідного. Підібрали, міняємо вивідний на смд, для наочності:

Категорії

Популярне